隨著高速通信線路發(fā)展，人們對于提高通信線路帶寬的要求與日俱增。許多貿(mào)易公司提供一種單片微波集成電路(MMIC)晶體管放大器(內(nèi)部匹配50Ω阻抗)，設(shè)計(jì)用于提供數(shù)十倍的頻帶寬度。盡管這些放大器尺寸小成本低，但仍然存在性能上的局限性，其中潛在的弊端是這些放大器所顯現(xiàn)出的增益斜率。目前，眾多廠商在為寬帶通信方面的應(yīng)用提供低成本的寬帶MMIC放大器，根據(jù)增益斜率特性曲線來看，MMIC放大器面臨的最大問題是隨著頻率的提高，增益會有所降低(圖1)。幸運(yùn)的是，我們可以很方便地利用集總或分布式電路為這些器件提供增益均衡器。

　　通常，在相對較窄的頻帶范圍內(nèi)，我們可以忽略增益斜率。但對于寬頻帶應(yīng)用來說，就需要加入相應(yīng)的增益均衡化。通過元件集總均衡電路，只需要運(yùn)用最簡單的元器件與最小的印制電路板(PCB)空間，便可為寬帶寬應(yīng)用提供令人滿意的增益-頻率特性。另外，由此均衡器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)派生而來的均衡電路可將運(yùn)行頻帶擴(kuò)展至8GHz甚至更高。

　　圖2所示為常見的均衡器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)(π型衰減器)。衰減器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)即可以是π型，也可以是T型。它的電感與電容(L-C)元件參數(shù)的取值可使均衡器在高于所需頻帶的某個頻率上產(chǎn)生諧振。π型衰減器電路中，諧振點(diǎn)可能遠(yuǎn)低于也可能遠(yuǎn)高于所需頻率。在諧振時，π型衰減器作為旁路，其響應(yīng)呈現(xiàn)零損耗(理論上)?？紤]到回波損耗，理論上將諧振頻率設(shè)定在所需頻帶之上，可使電路的增益-頻率斜率大于零，從而抵消標(biāo)準(zhǔn)寬頻帶放大器的負(fù)增益斜率。

　　斜率的調(diào)整方式有二：改變LC取值(保持一致的諧振頻率)或者改變π型衰減器取值。但是在較高的頻率時，均衡器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)存在兩個弊端，即PCB布線的寄生現(xiàn)象與非理想的集總元件性能。在1GHz時，筆者發(fā)現(xiàn)電路的搭建十分困難并且不能獲得正向的增益-頻率斜率。但是,以犧牲回波損耗為代價(jià)，通過使用更簡單實(shí)用的均衡器拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)(圖3)可減少元器件的數(shù)量，從而降低寄生元件、焊盤電容以及非理想元件特性所帶來的影響。

　　均衡器的基本結(jié)構(gòu)為一個電阻與LC諧振器串聯(lián)后接地。而且設(shè)置LC諧振頻率高于放大器所需頻帶。諧振點(diǎn)的頻率特性取決于電阻阻值，因此較高的阻值(一般大于110Ω)可用于維持適當(dāng)?shù)膶掝l帶回波損耗。通過改變LC元件參數(shù)(保持諧振頻率不變)或改變電阻值可有效校正斜率。此拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)經(jīng)過測定，可成功用于抵消批量MMIC放大器在250MHz頻帶寬度下的增益斜率。

　　對于高于2GHz的頻率來說，不存在如此小值的電感來獲得足夠高的諧振頻率。為了避免頻率在2GHz以上時電路布線中的寄生現(xiàn)象與集總元件性能的相關(guān)問題，我們選擇了集總元件型式的分布式均衡器(圖4)，用印刷諧振器可代替LC集總諧振電路，諧振頻率決定諧振腔長度，諧振品質(zhì)因素(Q)決定諧振腔寬度，從而決定均衡器的斜率。此拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的頻率上限受制于電阻取值，而在這樣情況下，運(yùn)用類似低溫共燒陶瓷(LTCC)技術(shù)等襯底技術(shù)使得印刷電阻的應(yīng)用變?yōu)榭赡堋４藭r必須引起注意的是：微帶諧振器在何處接地以及諧振腔長度是否為推薦值。圖5所示為該集總元件均衡電路的理想頻率特性仿真，其中集總元件電路中S21的頻率特性隨電阻值的變化而變化。

 通過選定電容與電感的取值使諧振點(diǎn)接近于1.4GHz，可在低于1.4GHz頻率范圍內(nèi)產(chǎn)生正的增益-頻率響應(yīng)時。在犧牲了寬頻帶回波損耗后，電阻阻值過低會導(dǎo)致寬頻帶內(nèi)的斜率呈線性。在遠(yuǎn)離諧振頻率的時候，回波損耗基本上由所選電阻和50Ω電阻并聯(lián)后的阻值決定。較低的阻抗值會削弱回波損耗性能，因此設(shè)計(jì)人員必須考慮能否接受由此帶來的折衷方案。在研究中發(fā)現(xiàn)，保持諧振頻率接近于1.4GHz時，通過改變電感與電容的取值可調(diào)整諧振品質(zhì)因素(Q)，從而達(dá)到改變均衡器的頻率特性的目的。圖6所示為通過降低品質(zhì)因數(shù)(較高的電感值)改善均衡器的線性頻率特性。無論如何，較高的品質(zhì)因數(shù)都會造成補(bǔ)償斜率的變大，甚至對于較窄的頻寬也是一樣。更多理想幅度均衡器性能估算請參看“理想均衡器性能計(jì)算”。

　　圖6所示為理想的(理論)頻率特性，即均衡器能提供一個正的增益斜率以抵消圖1中放大器在大約1.0到1.3GHz.范圍內(nèi)帶來的負(fù)斜率特性曲線。借助于計(jì)算機(jī)輔助工程(CAE)軟件工具和利用Agilent公司的先進(jìn)設(shè)計(jì)系統(tǒng)(ADS)3套裝軟件的二維電磁(EM)仿真器(包含不同廠商提所供器件的可用散射參數(shù))，通過結(jié)合實(shí)際的布局仿真構(gòu)造出集總元件均衡器模型，對補(bǔ)償過程進(jìn)行研究。因此,電路的協(xié)同仿真包含了類似配線寄生元件與電感Q值得非理想元件。此仿真中包含電感的散射參數(shù)來自Coilcraft4(www.coilcraft.com)，電容的散射參數(shù)來自American Technical Ceramics 5(www.atcceramics.com)，放大器的散射參數(shù)來自Sirenza Microdevices1(www.sirenza.com)。

　　圖7所示為Agilent公司的ADS仿真文件。在這項(xiàng)仿真中，電容取值為2.2pF,電感取值為3.9nH，電阻取值為125Ω。由此決定了諧振頻率接近于1.4GHz從而使電路可在1GHz到1.3GHz之間提供振幅均衡。圖8所示為均衡電路的性能(由Agilent公司的ADS進(jìn)行仿真)并且其仿真結(jié)果與圖6所示的理論響應(yīng)相吻合。

　　圖9所示為Sirenza放大器在其輸出端添加與卸載均衡器兩種不同狀態(tài)下的性能曲線。添加均衡器時的增益曲線比卸載時要好，從1.00GHz到1.34GHz(大于頻帶寬度的29%)時使峰-峰增益變化小于0.2dB。本文描述的Lband集總均衡器是以FR4為襯底，其參數(shù)測定結(jié)果接近于估算值。本文提到的幅度均衡器的拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)可以是集總式也可以是分布式的。對均衡器進(jìn)行簡化有利于減少電路的寄生現(xiàn)象，并且相對于復(fù)合電路來說更容易工作在一個較高的頻率。我們已經(jīng)運(yùn)用一個集總元件式均衡器(經(jīng)過仿真)來改善現(xiàn)有的MMIC放大器(圖10)的頻率特性，筆者正在從事利用分布式電路實(shí)現(xiàn)7GHz頻段運(yùn)行的工作。