1 引言 

無線射頻識(shí)別(RFID)技術(shù)，是利用無線射頻方式在讀卡器和射頻標(biāo)簽之間進(jìn)行非接觸雙向數(shù)據(jù)傳輸，以達(dá)到目標(biāo)識(shí)別和數(shù)據(jù)交換的目的．工作于125kHz和13．56MHz等低頻頻段的標(biāo)簽設(shè)計(jì)技術(shù)已趨于成熟，目前國內(nèi)外的研究熱點(diǎn)主要集中在超高頻(UHF)頻段和微波頻段的無源標(biāo)簽設(shè)計(jì)以及微波頻段的片上天線設(shè)計(jì)等方面，國內(nèi)尚未見到有關(guān)UHF及微波頻段完整標(biāo)簽設(shè)計(jì)和測(cè)試的報(bào)道．對(duì)于無源RFID標(biāo)簽來說，其最重要的參數(shù)就是工作距離，而提高工作距離的主要途徑在于降低芯片功耗和電源電壓．當(dāng)標(biāo)簽位于讀卡器場(chǎng)區(qū)的不同位置時(shí)，輸入功率的變化范圍可達(dá)幾十dB，因此芯片還必須能夠處理動(dòng)態(tài)范圍很大的信號(hào)．這些都是無源標(biāo)簽設(shè)計(jì)中的關(guān)鍵問題，也是當(dāng)前研究的熱點(diǎn)問題．本文提出了一種與NCITS一256—1999協(xié)議兼容的915MHz無源射頻只讀標(biāo)簽，通過對(duì)射頻前端電源電路和解調(diào)電路在器件、電路結(jié)構(gòu)等方面的優(yōu)化，降低芯片功耗并擴(kuò)大芯片工作動(dòng)態(tài)范圍．文中給出了完整芯片的仿真和測(cè)試結(jié)果． 

2 系統(tǒng)結(jié)構(gòu) 

標(biāo)簽主要由電源恢復(fù)電路、解調(diào)電路、調(diào)制電路、時(shí)鐘電路、復(fù)位電路、偏置電路、數(shù)字電路等部分組成．電源恢復(fù)電路從電磁場(chǎng)中恢復(fù)出直流電壓，為芯片供電；解調(diào)電路將讀卡器發(fā)送給標(biāo)簽的射頻信號(hào)轉(zhuǎn)化為數(shù)字基帶信號(hào)；調(diào)制電路通過改變從標(biāo)簽天線端看進(jìn)去的芯片輸入阻抗，達(dá)到反向散射調(diào)制的目的；時(shí)鐘電路為數(shù)字電路提供時(shí)鐘信號(hào)；復(fù)位電路在電源電壓上升到可以工作的幅度時(shí)產(chǎn)生復(fù)位信號(hào)，強(qiáng)制數(shù)字電路進(jìn)入一個(gè)已知狀態(tài)；偏置電路為模擬前端各模塊提供偏置電流；數(shù)字電路負(fù)責(zé)處理基帶信號(hào)，進(jìn)行指令譯碼，并向讀卡器返回標(biāo)簽所存儲(chǔ)的信息等． 

3 各電路模塊的設(shè)計(jì) 

3．1 電源恢復(fù)電路及調(diào)制電路 
電源恢復(fù)電路的結(jié)構(gòu)如圖1(a)所示．當(dāng)標(biāo)簽離讀卡器較遠(yuǎn)時(shí)，標(biāo)簽接收到的射頻信號(hào)很微弱，只有幾百毫伏．為了在遠(yuǎn)距離下獲得合理的工作電壓，電源恢復(fù)電路采用了9級(jí)Dickson倍壓電路的形式．在不考慮寄生效應(yīng)的情況下，N 級(jí)Dickson倍壓電路所能獲得的電源電壓為^[1]: 

式中 N 是倍壓電路的級(jí)數(shù)； V_ρRF 是輸入射頻信號(hào)的幅度；V 是構(gòu)成倍壓電路的二極管上的正向壓降．為提高倍壓效率，即在相同的射頻輸入信號(hào)幅度下獲得更高的電源電壓，需要減小 V _f．D．肖特基二極管由于具有較低的閾值電壓，一般被使用在標(biāo)簽的電源電路中^[1]．但標(biāo)準(zhǔn)CMOS工藝下不提供肖特基二極管．為了與標(biāo)準(zhǔn)CMOS工藝兼容，在該電源恢復(fù)電路中采用了零閾值管和低閾值管．前6級(jí)使用柵漏短接的零閾值nMOS管，因?yàn)樗拈撝惦妷涸谝r偏為零的情況下只有0．05V左右．考慮到隨著電路級(jí)數(shù)的增加，零閾值nMoS管源極的直流電壓越來越高，襯偏效應(yīng)越來越顯著，使得其閾值顯著增加，因此后3級(jí)改用低閾值pMOS管．這里對(duì)pMOS管的襯底接法作了改進(jìn)，普通二極管接法的pMOS管其襯底是與源極相連的，而這里將襯底與柵(漏)極接在一起，這對(duì)于提高倍壓電路的效率有如下好處：當(dāng)射頻信號(hào)通過pMOS管向電容充電時(shí)，管子的漏極電壓低于源極電壓，襯底與漏極相連使得襯偏電壓為負(fù)，從而等效閾值電壓降低，V _f．D．減??；另外，在考慮MOS管的寄生電容時(shí)，(1)式可以改寫為^[2]： 

式中 C_bs ，C_bd ，C_gb曲是Mos管的大信號(hào)寄生電容，如圖1(b)所示^[3]．當(dāng)襯底與柵極短接時(shí)，圖1(b)中的C_bd和C_gb曲都被消除，大大減小了寄生電容，提高了倍壓效率．仿真結(jié)果表明，當(dāng)電源負(fù)載為5μA 時(shí)，獲得1．6V 電源電壓所需要的射頻信號(hào)最小輸入幅度為230mV，對(duì)應(yīng)的射頻輸入功率為36μw．當(dāng)芯片位于讀卡器場(chǎng)區(qū)的不同位置時(shí)，射頻信號(hào)的輸入功率變化范圍很大．為保證標(biāo)簽具有較大的工作范圍，需要在近場(chǎng)的情況下，使用穩(wěn)壓電路降低芯片輸入阻抗，減小標(biāo)簽實(shí)際獲得的功率，同時(shí)將恢復(fù)出的電源電壓限制在合理的范圍內(nèi)．穩(wěn)壓電路由圖1(a)中的M1，D1，D2，D3和R1構(gòu)成．當(dāng)電源電壓上升到超過3個(gè)二極管的閾值電壓時(shí)，電阻R上的壓降開始增大，使得泄流管M1導(dǎo)通，泄放大電流以減小芯片輸入阻抗．仿真結(jié)果顯示，電源電壓為1．6V時(shí)，穩(wěn)壓電路消耗的靜態(tài)電流為230nA;當(dāng)射頻信號(hào)輸入功率小于7．5mW 時(shí)，電源電壓小于2．35V ． 

UHF頻段的射頻標(biāo)簽，采用反向散射調(diào)制的方式向讀卡器返回信號(hào)．根據(jù)NCITS．256．1999協(xié)議^[4]，反向鏈路的調(diào)制方式是ASK．這里通過nMOS管M2的導(dǎo)通和關(guān)斷來改變芯片的輸入阻抗，達(dá)到調(diào)制的目的，如圖1(a)所示．如果像文獻(xiàn)^[5]中所述將M2直接接在∨_ANT1和∨_ANT2之間，則芯片輸入阻抗的變化最大，可以獲得最大的調(diào)制深度，但是存在如下問題：在不調(diào)制期間，每當(dāng)射頻信號(hào)的負(fù)半周到來時(shí)，即 AN < AN 時(shí)，M2漏極和襯底之間的pn結(jié)可能發(fā)生正偏，帶來襯底漏電，降低了倍壓電路的功率效率．通過將M2改放在如圖1(a)所示的位置，可以克服這個(gè)問題．因?yàn)樵陔娐愤_(dá)到穩(wěn)態(tài)時(shí)，M2的漏極電壓對(duì)地有接近于∨_DD  的直流分量，即使信號(hào)的負(fù)半周來到，只要其幅度小于 ∨_DD，那么M2的漏襯pn結(jié)就不會(huì)發(fā)生正偏．當(dāng)處于調(diào)制狀態(tài)時(shí)，M2導(dǎo)通，相當(dāng)于將倍壓電路中位于M2之前的17個(gè)二極管接法的MoS管都對(duì)地短路，從而獲得較高的調(diào)制深度，增大了工作距離．M2沒有直接接在C_load 。 的兩端是為了減小M2放電對(duì)于電源電壓的影響． 

3．2 解調(diào)電路 
在NCITS．256．1999協(xié)議中，讀卡器向標(biāo)簽發(fā)送的信號(hào)，采用的是OOK調(diào)制方式，信號(hào)的波形如圖2(a)所示．圖2(b)給出了解調(diào)電路的結(jié)構(gòu)框圖，包括包絡(luò)檢波電路、參考電壓產(chǎn)生電路和遲滯比較器三部分．包絡(luò)檢波電路的主體是2級(jí)Dickson倍壓結(jié)構(gòu)．除了提取信號(hào)包絡(luò)外，電路還對(duì)遠(yuǎn)場(chǎng)下的微弱信號(hào)進(jìn)行放大，對(duì)近場(chǎng)下的強(qiáng)輸入信號(hào)進(jìn)行限幅，從而提高芯片工作的動(dòng)態(tài)范圍． 

參考電壓產(chǎn)生電路的結(jié)構(gòu)如圖2(c)所示．當(dāng)標(biāo)簽位于場(chǎng)區(qū)的不同位置時(shí)，輸入信號(hào)的幅度差別很大，這里將自動(dòng)增益控制中常用的峰值檢測(cè)技術(shù)應(yīng)用于RFID標(biāo)簽，使得參考電壓不是一個(gè)固定值，而是能夠跟隨信號(hào)強(qiáng)弱的變化而有效地提高動(dòng)態(tài)范圍和檢測(cè)靈敏度．圖中的運(yùn)放和nMOS管M7構(gòu)成峰值檢測(cè)電路，當(dāng)標(biāo)簽進(jìn)入讀卡器的場(chǎng)區(qū)時(shí)，結(jié)點(diǎn)∨peak的初始電壓低于包絡(luò)信號(hào)，運(yùn)放輸出電平為高，M7處于導(dǎo)通狀態(tài)，對(duì)電容Cr充電，直到∨peak的電壓上升到與包絡(luò)信號(hào)的幅度相同為止，此后M7關(guān)斷；當(dāng)長(zhǎng)度為lt_ts的OOK信號(hào)的下脈沖到來時(shí)，包絡(luò)信號(hào)跟隨射頻信號(hào)下降，但由于分壓電路的等效電阻與電容Cr所決定的時(shí)間常數(shù)遠(yuǎn)大于1μs，所以∨peak點(diǎn)的電壓保持包絡(luò)信號(hào)的峰值不變．分壓電路產(chǎn)生幅度約為 ∨peak／2的參考電壓，用于比較器的判決．分壓電路一般由電阻網(wǎng)絡(luò)構(gòu)成，為了減小漏電，需要很大的阻值，面積效率很低．而本設(shè)計(jì)中采用4個(gè)二極管接法的MOS管代替電阻構(gòu)成分壓電路，大大節(jié)省了面積，并且選取較小的寬長(zhǎng)比，可以降低分壓電路的漏電流對(duì)于∨peak的影響．仿真結(jié)果顯示，解調(diào)電路在1．6V 電源電壓下的靜態(tài)功耗為0．9μw，最小可檢測(cè)的射頻信號(hào)幅度小于150mV ． 

3．3 其他電路模塊 
時(shí)鐘電路從解調(diào)信號(hào)中提取出兩路時(shí)鐘信號(hào)CLK1和CLK2，用以控制數(shù)字部分的運(yùn)行．時(shí)鐘電路的具體結(jié)構(gòu)在文獻(xiàn)^[6]中有詳細(xì)論述．由于電路的主體是一系列基于反相器和電容的延時(shí)單元，因此不存在靜態(tài)功耗．通過選取小尺寸的反相器和控制延時(shí)單元的充放電電流，可以降低動(dòng)態(tài)功耗．偏置電路采用了自偏置∨t 參考源^[7]，它所提供的電流不隨電源電壓而變化，電流源本身的靜態(tài)電流控制在200nA 以下．上電復(fù)位電路在電源電壓上升到1．6V左右時(shí)對(duì)數(shù)字電路進(jìn)行復(fù)位．其靜態(tài)功耗為0．2μ W．?dāng)?shù)字部分根據(jù)NCITS．256—1999協(xié)議設(shè)計(jì)，實(shí)現(xiàn)了讀標(biāo)簽ID號(hào)、防碰撞等功能． 

4 仿真與測(cè)試結(jié)果 

仿真結(jié)果表明，在1．6V 電源電壓下，整個(gè)模擬前端的靜態(tài)工作電流為1．6μ A，芯片正常工作所需要的最小射頻信號(hào)輸入功率為45 w，在讀卡器發(fā)射功率為4W EIRP，標(biāo)簽天線增益為0dBi的情況下，對(duì)應(yīng)的工作距離為7．8m．完整芯片在0．18μm CMOS工藝下流片驗(yàn)證．芯片面積為0．91mm×0．87mm．封裝在λ／2偶極子天線上的標(biāo)簽如圖3所示．完整芯片采用915MHz、與NCITS-256-1999協(xié)議兼容的讀卡器進(jìn)行了測(cè)試．測(cè)試結(jié)果表明，芯片各部分均正常工作，且滿足設(shè)計(jì)要求．圖4所示的測(cè)試波形分別為射頻輸入信號(hào)、標(biāo)簽解調(diào)信號(hào)和CLK1信號(hào)、CLK1和CLK2信號(hào)、讀卡器檢測(cè)到的反向散射信號(hào)．為減小示波器探頭電容對(duì)于測(cè)試信號(hào)的影響，測(cè)試時(shí)均采用探頭的×10衰減檔，因此實(shí)際信號(hào)幅值是圖中波形所示幅值的10倍． 

5 結(jié)論 

本文在0．18μm CMOS工藝下實(shí)現(xiàn)了一種基于NCITS一256—1999協(xié)議的915MHz無源射頻只讀標(biāo)簽．芯片具有低功耗、大動(dòng)態(tài)范圍的特點(diǎn)．測(cè)試結(jié)果表明，各模塊電路的實(shí)際工作性能均滿足設(shè)計(jì)要求． 

參考文獻(xiàn) 

[1] Karthaus U ，F(xiàn)ischer M ．Fully integrated passive UHF RFID transponder IC with 16 7-“W minimum RF input power．IEEE J Solid．State Circuits，2003，38(1O)：1602 
[2] Dickson J On-chip high-voltage generation in nM OS integrated circuits using an improved voltage multiplier technique．IEEE J Solid．State Circuits，1976，11(6)：374 
[3] Cao Peidong Foundations of microelectronics technology。bipolar and field-effect transistors Beijing：Publishing House of Electronics Industry，2001#276(in Chinese)[曹培棟 微電子技術(shù)基礎(chǔ)-雙極、場(chǎng)效應(yīng)晶體管原理 北京：電子工業(yè)出版社，2001：276] 
[4] Am erican National Standard of Accredited Standards Com ．m ittee NCITS．NCITS 256．1999 
[5] Curty J P，Joehl N，Dehollain C，et al Remotely powered ad．dressable UHF RFID integrated system ．IEEE J Solid—StateCircuits，2005，40(11) 2193 
[6] Zhang Li，W ang Zhenhua，Li Yongming，et a1．Clock genera·tor and OOK m odulator for RFID application．Journal ofZhejiang University，2005，6A(1O)：1051 
[7] Gray P R ，Hurst P J，Lewis S H ，et al Analysis and design of analog integrated circuits Beijing：Higher Education Press，2003：311

原文下載