由于更新、更強(qiáng)大的處理器和DSP實(shí)現(xiàn)了從前難以實(shí)現(xiàn)的訊號處理技術(shù)，現(xiàn)代電子設(shè)計(jì)已變得越來越復(fù)雜。許多設(shè)計(jì)中的類比電路變得越來越小，但電路板的其他部份亦需要獲得更高性能以搭配更高的系統(tǒng)複雜度。隨著系統(tǒng)時(shí)脈速度和解析度的提高，更新、功能更強(qiáng)的類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器(ADC)因應(yīng)而生，為處理引擎提供訊號，同時(shí)也需要更高性能的類比前端(AFE)來驅(qū)動(dòng)它們。目前在許多系統(tǒng)中，類比前端被視為系統(tǒng)總體性能的限制性因素。為了保證可用性能最大化，對所需設(shè)計(jì)專長的要求也隨之提高。  

10年前，典型的高速類比前端設(shè)計(jì)可能涉及驅(qū)動(dòng)以幾十MSPS取樣率取樣的8或10位元類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器。然而，今天的高速8位元應(yīng)用能夠以接近于GSPS的取樣率取樣，全新12位元和14位元應(yīng)用將精度和高速設(shè)計(jì)融為一體，以超過100MSPS的取樣率取樣。醫(yī)學(xué)超音波和軟體無線電等應(yīng)用向來要求非常復(fù)雜的類比前端設(shè)計(jì)，但現(xiàn)在設(shè)計(jì)已節(jié)節(jié)提升，且在其他領(lǐng)域的應(yīng)用也愈來愈多，如雷達(dá)、RFID(射頻識別)、影像處理和量測系統(tǒng)等領(lǐng)域。因此，美國國家半導(dǎo)體高速放大器和資料轉(zhuǎn)換器部門收到的應(yīng)用支援需求大多是關(guān)于應(yīng)如何更佳地驅(qū)動(dòng)類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器。其它常見的問題包括：驅(qū)動(dòng)這種類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器的最佳放大器是什么？如何實(shí)現(xiàn)類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器的最大有效位元數(shù)(ENOB)？這種類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器的最佳濾波器是哪種？  

本文旨在幫助高速資料擷取系統(tǒng)設(shè)計(jì)師了解驅(qū)動(dòng)類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器的類比前端和時(shí)脈所帶來的系統(tǒng)性能限制因素。為便于理解，首先將剖析通用類比前端、回顧基本的取樣系統(tǒng)類型，并考慮取樣和保持流程(hold process)機(jī)制。文中另將探討用以驅(qū)動(dòng)類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器的放大器類型及電路模組，研究重要的訊號路徑設(shè)計(jì)考慮因素、介紹放大器和類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器設(shè)計(jì)中一些需要考慮的重要高速性能規(guī)格，以及透過美國國家半導(dǎo)體最新的差動(dòng)放大器解決方桉，探討實(shí)際的設(shè)計(jì)應(yīng)用。  

通用類比前端訊號路徑包括訊號源、低雜訊放大器(LNA)、類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器驅(qū)動(dòng)器、通道濾波器、取樣時(shí)脈和類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器等級組成。如圖1所示。  

為了實(shí)現(xiàn)類比前端設(shè)計(jì)的解析度最大化，必須盡量削減類比前端的每一級對處理訊號造成的雜訊和失真。雜訊係數(shù)F可衡量每一級所產(chǎn)生的雜訊。雜訊係數(shù)F是將某一級的總輸入?yún)⒖茧s訊除以訊號源造成的輸入雜訊。最常見的雜訊係數(shù)(NF)為10 log F。不考慮濾波器的情況下，著名的Frii公式給出了總體串聯(lián)路徑雜訊的演算法。  

其中FLNA = LNA雜訊係數(shù)；GLNA=LNA增益；FDriver=驅(qū)動(dòng)器級的雜訊係數(shù)；GDriver=驅(qū)動(dòng)器級增益；FADC=類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器雜訊係數(shù)。  

從公式中可以看出，類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器驅(qū)動(dòng)器雜訊和LNA的增益分別出現(xiàn)在分子和分母上。因此，通常在第一級選擇可用最低雜訊LNA并儘量取得高一點(diǎn)的增益。由于驅(qū)動(dòng)器雜訊要除以LNA增益，因此對整體雜訊系統(tǒng)的影響不大，訊號路徑越遠(yuǎn)，每一等級雜訊性能的重要性將變得愈來愈低。  

低雜訊放大器下面是類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器驅(qū)動(dòng)級(driver stage)。在一個(gè)需要對低至0Hz訊號做出回應(yīng)的系統(tǒng)中，直流耦合放大器是唯一選擇；但在交流耦合系統(tǒng)中，還可以選擇使用變壓器。在此類應(yīng)用上，變壓器向來都非常流行，因?yàn)樗鼈兡軌蛟诓辉鎏碛嵦栯s訊的條件下實(shí)現(xiàn)增益，而且市場上未出現(xiàn)合適的高速放大器。但是，變壓器在運(yùn)行頻率范圍上是有限的，并造成較差的差動(dòng)輸出平衡性，然而，差動(dòng)輸出平衡在驅(qū)動(dòng)差動(dòng)輸入類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器方面是很重要的。變壓器在實(shí)現(xiàn)增益時(shí)還會(huì)使驅(qū)動(dòng)類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器的訊號源電阻倍增，再加上類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器輸入電容，會(huì)導(dǎo)致系統(tǒng)頻寬頻寬削減。儘管與變壓器相比放大器造成了更多雜訊，但提供了更好的增益平穩(wěn)度，并且只需透過設(shè)定外部電阻即可獲得任何需要的增益水平，而變壓器所產(chǎn)生的增益則受限于可實(shí)現(xiàn)的圈數(shù)比。另外，放大器的輸出電阻更低，且電阻值不大受增益選擇影響。另外，放大器可使直流準(zhǔn)位能夠更好地調(diào)節(jié)處理訊號，以滿足類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器輸入共同模式要求。  

各級之間的訊號路徑可以是單端也可以是差動(dòng)，這種選擇取決于初始訊號源。對于擁有單端輸出的訊號源，如需差動(dòng)驅(qū)動(dòng)訊號，可使用‘單端對差動(dòng)等級’來實(shí)現(xiàn)。例如：要求驅(qū)動(dòng)差動(dòng)輸入類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器、訊號路徑需額外增加幾釐米或要求在雜訊環(huán)境下實(shí)現(xiàn)最佳性能等。儘管差動(dòng)路徑性能高，但確實(shí)也有缺點(diǎn)，如元件數(shù)量增加、機(jī)板面積擴(kuò)大、成本提高、更為複雜的濾波器設(shè)計(jì)，以及多種訊號源之間更為複雜的切換。  

                            圖1：通用類比前端結(jié)構(gòu)圖。  

通常，取樣資料系統(tǒng)可以分為兩大類。最簡單的是為大家所熟悉的基頻奈奎斯特(Nyquist)，更確切的說是第一奈奎斯特(1st Nyquist)系統(tǒng)。另一種更為複雜，也就是所謂的帶通(band pass)、窄頻、次取樣(sub sampled)或中頻(IF)取樣?；l訊號路徑通常是直流耦合，而IF帶通訊號路徑依定義是交流耦合。在傳統(tǒng)的第一奈奎斯特系統(tǒng)中，類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器以取樣率fs對輸入進(jìn)行取樣。其中fh至少是類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器輸入最高訊號頻率的2倍，如圖2a所示。  

                    圖2a：第一奈奎斯特基頻取樣，其中fs>2fh。  

                   圖2b：第一奈奎斯特基頻取樣，其中fs<2fh。  

                      圖2c：採用低通濾波器的第一奈奎斯特基頻取樣。  

                   圖2d：第一奈奎斯特基頻取樣>2x過取樣，放寬低通濾波器要求。  

為避免fs/2以上的更高輸入頻率退至第一奈奎斯特區(qū)間造成溷迭，正常情況下會(huì)透過一個(gè)低通通道濾波器將類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器輸入頻率限制于第一奈奎斯特Fs/2區(qū)間，如圖2b所示。  

為充分利用類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器的動(dòng)態(tài)范圍，通常需要確保在類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器輸入上任何區(qū)域外不需要的訊號分量被濾波至1/2 LSB以下。這是很難實(shí)現(xiàn)的，如果目標(biāo)輸入訊號分量過于接近fs/2，則需要非常高階的濾波器來實(shí)現(xiàn)充分的急速下降特性，如圖2c所示。  

一種解決方桉是提高類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器的取樣率并對頻率跨越奈奎斯特區(qū)間的輸入訊號進(jìn)行過取樣，同時(shí)放寬通道濾波器的設(shè)計(jì)，如圖2d所示。高速基頻取樣廣泛運(yùn)用于需要將直流訊號轉(zhuǎn)為GHz訊號的測試和測量應(yīng)用中。  

低取樣系統(tǒng)(undersampled system)運(yùn)用輸入或全功率頻寬大幅高于取樣率的類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器。例如，現(xiàn)代100MHz取樣類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器的輸入頻寬為1GHz是司空見慣的。這允許頻率>>fS/2的5MHz窄頻輸入可以在遠(yuǎn)遠(yuǎn)低于傳統(tǒng)奈奎斯特fs的取樣率下進(jìn)行低取樣，將輸入訊號頻率轉(zhuǎn)化至第一奈奎斯特基頻區(qū)間內(nèi)。如圖3a所示，訊號A是轉(zhuǎn)化后的理想訊號。  

             圖3a：將處在第八奈奎斯特區(qū)的所需訊號A>>fs進(jìn)行欠取樣至第一奈奎斯特區(qū)間。  

圖3b：未能對所需訊號A進(jìn)行帶通濾波使不需要的訊號與所需訊號溷迭，在基頻上阻止了恢復(fù)。  

           圖3c：帶通濾波器防止了不需要的訊號B在訊號A周圍形成溷迭。  

在實(shí)際情況中，在更高輸入頻率下，類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器輸入級轉(zhuǎn)換率是有限的。為了實(shí)現(xiàn)類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器最小失真性能，建議將低取樣訊號的中心頻率控制在不超過類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器全功率頻寬的10~30%范圍內(nèi)。  

確保在基頻上從所有溷迭成分(aliased components)中恢復(fù)最理想訊號的關(guān)鍵是通道濾波器。這種情況下，帶通濾波器將會(huì)把所有干擾頻率和雜訊都從類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器輸入中除去。如果沒有該濾波器，這些干擾頻率和雜訊會(huì)在基頻中與希望獲得的訊號形成溷迭。圖3b展示了第二個(gè)不需要的訊號B從第七奈奎斯特區(qū)退入與訊號A溷迭，并在基頻上阻止了恢復(fù)。圖3c顯示所需要的帶通濾波器。  

如圖3c所示，在低取樣系統(tǒng)中，相關(guān)的目標(biāo)訊號頻寬還同時(shí)過取樣，如5MHz頻寬受到100Mhz取樣，其中在類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器之后應(yīng)用數(shù)位后濾波器以改善類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器的SNR和動(dòng)態(tài)范圍，同時(shí)實(shí)現(xiàn)雜訊處理增益。雜訊處理增益的前提是：類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器輸入?yún)⒖茧s訊被視為平均分佈，從0至fs/2的第一奈奎斯特區(qū)間內(nèi)雜訊密度恆定。透過將輸入頻寬BW限制在fs/2以下，頻寬BW中類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器雜訊將被削減，使得類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器動(dòng)態(tài)范圍擴(kuò)大和解析度提高。以下公式可得出額外處理增益。  

處理增益=10 log (fs/(2* BW))  

其中BW為濾波訊號頻寬。在fs=100MHz、BW =5MHz時(shí)，處理增益為10dB。要實(shí)現(xiàn)處理增益最大化，建議在最高取樣率下進(jìn)行過取樣，進(jìn)而可實(shí)現(xiàn)最低類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器輸入雜訊密度以及后處理最窄的BW。許多現(xiàn)代無線電和雷達(dá)系統(tǒng)中都採用了低取樣(under sampling)，其中單類比溷合器級將RF訊號降頻轉(zhuǎn)換為IF訊號，然后直接將之低取樣整合數(shù)位基頻。最終訊號經(jīng)過進(jìn)一步數(shù)位處理后提取。與單轉(zhuǎn)換或雙轉(zhuǎn)換方法相比，這種方法削減了類比溷合器和濾波級的數(shù)量。在單轉(zhuǎn)換或雙轉(zhuǎn)換方法中，RF訊號在類比域中被多次降頻轉(zhuǎn)換，然后才在基頻上轉(zhuǎn)換。但I(xiàn)F取樣的代價(jià)是放大器和類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器需要更高頻率性能以及DSP處理能力。  

在考慮運(yùn)用一個(gè)放大器驅(qū)動(dòng)高速類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器時(shí)，必須了解放大器所需驅(qū)動(dòng)負(fù)載的大小。無緩沖類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器的內(nèi)部前端通常包括一個(gè)由取樣和保持訊號控制的開關(guān)電容輸入網(wǎng)路。取樣和保持訊號將命令輸入網(wǎng)路對應(yīng)用輸入訊號進(jìn)行取樣或保持輸入狀態(tài)以進(jìn)行轉(zhuǎn)換，如圖4所示。  

                       圖4：無緩沖類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器輸入取樣和保持。  

這個(gè)輸入線路為驅(qū)動(dòng)器等級帶來了可變電容負(fù)載，因?yàn)樨?fù)載重覆在取樣和保持之間過渡，進(jìn)而造成類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器輸入上的瞬態(tài)充電尖峰。如果驅(qū)動(dòng)電阻過高，情況則會(huì)更糟糕。如果驅(qū)動(dòng)級是一個(gè)放大器，則必須在下一取樣準(zhǔn)備好后穩(wěn)定下來并且必須在電容負(fù)載變化的情況下保持穩(wěn)定。在現(xiàn)代管線型類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器中，每個(gè)時(shí)脈週期上的輸入都被取樣，因此放大器輸出需要在大約半個(gè)時(shí)脈週期內(nèi)穩(wěn)定下來。對于100MHz 時(shí)脈，半個(gè)時(shí)脈週期等于5ns。如果輸入訊號的訊號源電阻過高，則無法與相對較低的類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器輸入電阻適當(dāng)搭配，那將導(dǎo)致不精確和轉(zhuǎn)換錯(cuò)誤。這樣的比對是放大器和通道濾波器區(qū)塊的關(guān)鍵功能。該放大器提供需要的輸出驅(qū)動(dòng)為類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器取樣保持線路充電，同時(shí)提供其他訊號調(diào)節(jié)功能，如將輸入訊號電平切換至類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器輸入范圍和實(shí)現(xiàn)增益等。放大器和類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器之間的中間濾波器限制類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器訊號的雜訊頻寬。沒有中間濾波器，該雜訊頻寬將等于放大器的全頻寬。該濾波器還將類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器輸入的電容負(fù)載隔離于放大器，以保持放大器的相位邊限和穩(wěn)定性。另外，在切換取樣電容時(shí)，該濾波器將對類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器輸入上的任何瞬態(tài)充電尖波進(jìn)行濾波。該濾波器是設(shè)計(jì)用來為放大器提供足夠高的負(fù)載，以實(shí)現(xiàn)最大化的放大器失真性能，同時(shí)在高頻率下為類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器提供低的電阻，以實(shí)現(xiàn)類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器的最大性能。  

另一個(gè)影響取樣系統(tǒng)訊噪比(SNR)的關(guān)鍵因素是類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器時(shí)脈的時(shí)脈抖動(dòng)。在高頻率下，類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器理論訊噪比偏離于大家熟悉的6.02n + 1.76dB(其中n=位元數(shù))，而侷限于20log(2*pie*fsignal*Tj_rms )。變數(shù)fsignal是最高訊號頻率分量，Tj_rms所有時(shí)脈路徑rms抖動(dòng)分量(包括類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器內(nèi)的時(shí)脈源、時(shí)脈緩沖和內(nèi)部時(shí)脈電路)的平方根。因此，理論上要在300MHz獲得12 位元SNR性能需要時(shí)脈路徑(包括類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器)的總rms抖動(dòng)低于105飛秒(毫微微秒)。  

目前，美國國家半導(dǎo)體已開始提供針對這種應(yīng)用的一系列低抖動(dòng)時(shí)脈元件。美國國家半導(dǎo)體最新的高速M(fèi)SPS轉(zhuǎn)換器搭載2Vpp差動(dòng)時(shí)脈，可實(shí)現(xiàn)最小的抖動(dòng)和最高的SNR。用低抖動(dòng)時(shí)脈驅(qū)動(dòng)這些輸入是很重要的。例如，70飛秒外部時(shí)脈路徑抖動(dòng)加上70飛秒內(nèi)部類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器時(shí)脈抖動(dòng)將造成總共100飛秒的抖動(dòng)。  

本文探討了驅(qū)動(dòng)類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器的類比前端和時(shí)脈時(shí)的系統(tǒng)性能限制因素，下期還將繼續(xù)討論用以驅(qū)動(dòng)類比數(shù)位轉(zhuǎn)換器的放大器類型及電路模組，并以美國國家半導(dǎo)體的解決方桉為例討論實(shí)際設(shè)計(jì)應(yīng)用。  


作者：Mike Ewer  

應(yīng)用工程師  

美國國家半導(dǎo)體  

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